СИЛОВЫЕ ПОЛУПОВОДНИКОВЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ ДЛЯ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ ИНВЕРТОРОВ

Мощные МОП ПТ имеют ряд существенных преимуществ перед биполярными транзисторами как в линейном режиме, так и в импульсном. К ним относятся быстрое переключение, отсутствие вторичного пробоя, широкая область безопасной работы и высокий коэффициент усиления. Перечисленные преимущества являются решающими для их применения в таких устройствах, как высокочастотные импульсные источники электропитания, преобразователи и инверторы для управления скоростью электродвигателей постоянного и переменного тока, ультразвуковые генераторы, звуковые усилители, высокочастотные генераторы для индукционного нагрева и т.д.

Большинство МОП ПТ имеют внутренний интегральный диод обратного хода, включенный в обратном направлении между стоком и истоком. Максимальный ток обратного диода такой же, как у самого транзистора. В отличие от биполярных транзисторов при работе с МОП ПТ необходимо выполнять некоторые меры предосторожности. Мощные МОП ПТ, будучи МОП - приборами, могут быть повреждены статическим зарядом. Избежать повреждения значительно легче, чем при работе с приборами малой мощности. МОП ПТ являются мощными приборами, имеют большую входную емкость и способны поглощать статический заряд без образования значительных напряжений. Однако, чтобы избежать повреждений транзисторов, необходимо учитывать следующие правила: /p>

Единственным способом снижения индуктивных составляющих в цепи затвора является уменьшение расстояния между схемой управления и МОП ПТ, но это сложно выполнимо на практике вследствие реальных размеров компонентов и ограничений, накладываемых при разработке конструкции. Паразитные индуктивные составляющие в цепи затвора могут привести к появлению генерации. Последние разработки МОП ПТ с малым зарядом затвора позволяют получать малые времена переключения и формы напряжений, близкие к теоретическим при сравнительно простых схемах управления. Малый ток затвора уменьшает влияние паразитных индуктивных составляющих и потери на переключение. Однако индуктивные составляющие в реальных схемах могут вызвать переходные процессы и перенапряжения, ухудшающие скорости переключения, разницу в токах между параллельно соединенными транзисторами. Чтобы по возможности избавится от этого, необходимо минимизировать паразитные индуктивные составляющие. Это реализуется путем сокращения длины проводников или дорожек печатных плат, исключения токовых петель и специальной разводкой общего провода. Конструкция двухтактных схем должна быть симметрична. В настоящее время многие производители выпускают МОП ПТ на значения предельных мощностей от десятков до сотен ватт, на напряжения от десятков до тысячи вольт и на предельные токи от единиц до сотен ампер. Общие параметры некоторых транзисторов меньшей мощности приведены в табл.1, а большей - в табл.2, где приняты следующие обозначения:

Uси - постоянное напряжение сток-исток;

Rси - сопротивление в открытом состоянии;

Iс - непрерывный ток стока;

Iсм - импульсный ток стока;

Rt - максимальное тепловое сопротивление;

P - макс. рассеиваемая мощность. 

    Выпускаются также модули МОП ПТ, которые могут рассеивать большие мощности и пропускать большие токи. Больших токов и мощности можно добиться параллельным включением нескольких транзисторов, стоимость которых чаще всего в 1,3 - 1,5 раза дешевле, однако предпочтение отдают модулям из-за упрощения конструкции и отсутствия дополнительных элементов. Параметры некоторых модулей приведены в табл.3. В настоящее время разрабатывают силовые преобразователи на МОП ПТ с напряже- нием питания 500 - 600 В, выходной мощностью до 2 кВт, на рабочих частотах до 500 - 800 кГц. Длительность фронтов переключения транзисторов 20 - 40 нс. Такие времен- ные параметры требуют трудоемкого специального выполнения конструкции, которая должна обеспечить минимизацию паразитных индуктивностей и емкостей монтажа, а это трудно выполнить, учитывая физические размеры элементов и радиаторов.

   Разработки и дальнейший серийный выпуск МОП ПТ показали, что получить мощности преобразователей больше 2,5 кВт при питании от промышленной силовой сети 220 В 50 Гц так и не удалось. Кроме того, существует проблема получения высоковольтных транзисторов. Сопротивление открытого МОП ПТ пропорционально почти квадрату про- бивного напряжения, и кристаллы высоковольтных МОП ПТ оказываются слишком большой площади (например, на тот же ток для МОП ПТ кристалл на максимальное на- пряжение 500 В в 10 раз больше, чем у биполярного транзистора, а на 1000 В - в 25 раз больше), это обусловливает их высокую стоимость. Но на большие мощности с использованием высоковольтных биполярных транзисторов особо остро стоит задача снижения потерь мощности на управление.

Биполярный транзистор с изолированным затвором

Во второй половине 80-х годов появилась идея создания комбинированного силовопубликациях IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor, т.е. БТИЗ - биполярный транзистор с изолированным затвором). Структурное включение транзисторов в такой сборке показано на рис.1.

В 1990-1992 гг. зарубежные фирмы серийно выпустили транзисторы БТИЗ. В новых разработках передовых производителей силовых преобразователей на большие мощности высоковольтные МОП ПТ или биполярные транзисторы уже почти не встречаются, однако производители силовых полупроводниковых приборов еще выпускают до 40-50 % биполярных транзисторов, которые используются в устройствах, хорошо зарекомендовавших себя. БТИЗ транзистор представляет собой p-n-p структуру, управляемую от низковольтного МОП с индуцированным каналом через высоковольтный полевой транзистор. На сегодняшний день пока еще нет сведений о транзисторах БТИЗ n-p-n типа проводимости. Поскольку ток стока низковольтного МОП транзистора составляет лишь небольшую часть тока нагрузки (у выходного би- полярного транзистора Iн=Iэ=Iб+Iк), то размеры его сравнительно небольшие, и он имеет гораздо меньшие соответствующие емкости затвора, чем МОП ПТ. Пробивное входное напряжение БТИЗ теоретически составляет около 80 В, но для обеспечения надежности роботы в справочных данных практически всех фирм производителей БТИЗ указано значение, равное 20 В. При работе с транзисторами необходимо следить, чтобы напряжение затвор-эмиттер не превышало +20 В. Напряжение на затворе БТИЗ, при котором входной МОП транзистор и выходной биполярный начинают отпираться, составляет от 3,5 до 6,0 В и гарантированное напря- жение, при котором транзистор полностью открыт, т.е. может пропускать максимально допустимый ток через коллектор-эмиттерный переход, составляет от 8 В до предельного значения 20 В. Максимальный ток, который могут коммутировать современные БТИЗ, 7-100 А, а допустимый импульсный ток, как правило, в 2,5-3 раза превышает максимальный. Для больших мощностей выпускают модули, которые состоят из нескольких транзисторов. Предельные токи таких модулей до 1000 А. Пробивное напряжение БТИЗ 400-2500 В. Ос- новные параметры некоторых БТИЗ представлены в табл.4, модулей - в табл.5, в которых приняты следующие обозначения:

 Uкэ - напряжение коллектор-эмиттер;

Uкэн - напряжение коллектор-эмиттер открытого транзистора;

Iк - постоянный ток колектора;

P - макс. рассеиваемая мощность.

    Напряжение коллектор-эмиттерного перехода открытого транзистора 1,5-4 В, в зависимости от типа, тока и предельного напряжения БТИЗ, в одинаковых режимах. Для различных типов приборов напряжение на переходе открытого транзистора тем выше, чем выше пробивное напряжение и скорость переключения.

    Вследствие низкого коэффициента усиления выходного биполярного транзистора БТИЗ защищен от вторичного пробоя, и что особо важно для импульсного режима он имеет прямоугольную область безопасной работы. С ростом температуры напряжение на коллектор-эмиттерном переходе транзистора увеличивается, это дает возможность включать приборы параллельно на общую нагрузку и увеличивать суммарный выходной ток. Так же, как МОП ПТ, БТИЗ имеют емкости затвор-коллектор, затвор-эмиттер, коллектор-эмиттер. Величины этих емкостей обычно в 2-5 раз ниже, чем у МОП ПТ с анало- гичными предельными параметрами. Это связано с тем, что у БТИЗ на входе размещен маломощный МОП, требующий для управления в динамических режимах меньшую мощ- ность. Время нарастания или спада напряжения на силовых электродах БТИЗ при оптимальном управлении около 50 - 200 нс и определяется в основном скоростью заряда или разряда емкости затвор-коллектор от схемы управления. Существенным преимуществом БТИЗ является то, что биполярный транзистор в струк- туре не насыщается и, следовательно, не имеет времени рассасывания, однако при уменьшении напряжения на затворе ток через силовые электроды еще протекает на протяжении от 80 - 200 нс до единиц микросекунд в зависимости от типа прибора. Умень- шить эти временные параметры невозможно, так как база p-n-p - транзистора недоступ- на. Технологические методы уменьшения времени спада ведут к увеличению напряже- ния насыщения коллектор-эмиттерного перехода, поэтому чем более быстродействую- щий транзистор, тем выше напряжение насыщения. БТИЗ по сравнению с МОП ПТ обладают следующими преимуществами: экономичность управления, связанная с меньшей емкостью затвора и соответствен- но динамическими потерями на управление; высокая плотность тока в переходе эмиттер-коллектор такая же, как и в биполярном транзисторе; меньшие потери в режимах импульсных токов; практически прямоугольная область безопасной работы; возможность параллельного соединения транзисторов на общую нагрузку; динамические характеристики у последних транзисторов приближаются к МОП ПТ. Основным недостатком БТИЗ является большое время выключения, что ограничивает частоты переключения до 40-100 кГц даже у самых быстродействующих транзисторов, кроме того, с ростом частоты необходимо уменьшать ток коллектора. Например, зависимость тока коллектора БТИЗ от частоты для транзистора IRGPC50UD2 показана на рис.2. Как видно из рисунка, при частотах работы транзисторов более 10 кГц приходится уменьшать ток коллектора более чем в два раза. Но все же для силовых инверторов с увеличением мощности преобразования необходимо уменьшать рабочую частоту из соображений влияния паразитных индуктивностей монтажа. Управление МОП ПТ И БТИЗ транзисторами МОП ПТ и БТИЗ транзисторы - приборы, которые управляются напряжением. Рассмотрим особенности управления транзисторами в более сложном случае, т.е. мостовой или полумостовой схемы включения с индуктивной погрузкой. Управлять транзисторами инверторов можно через импульсные высокочастотные трансформаторы, но это усложняет конструкцию и принципиальную схему инвертора. Отсутствие тока потребления на управление в статических режимах и низкое общее потребление мощности затворами транзисторов позволяют отказаться от трансформаторных схем питания. Фирмы-производители силовых полупроводников выпускают драйверы управления, которые согласовывают маломощную схему управления с выходными транзисторами верхнего и нижнего плечей силового инвертора. Выходные каскады этих драйверов выполняют, как правило, в виде двухтактных усилителей мощности на полевых тран- зисторах, обеспечивающих импульсный выходной ток до 2 А. Задача организации питания верхнего плеча инвертора выполняется по схеме зарядного "насоса", показанного на рис.3.

     Схема формирования, гальванической развязки и усилитель нижнего плеча драйверов питаются от низковольтного вспомогательного источника питания Uн. При включении транзистора нижнего плеча VT2 (в первом полупериоде работы) диод VD1 открывается и заряжает накопительный конденсатор С1, в дальнейшем питающий усилитель верхнего плеча. В каждом полупериоде при открытом транзисторе VT2 конденсатор C1 подзаряжается, а при открытом VT1 питается выходной усилитель верхнего плеча. В последнее время фирмы-производители начали выпускать различные драйверы отдельных транзисторов, полумостовых и мостовых схем, которые выдерживают напряжения до 600 В - это интегральные схемы, например: IR2125 - драйвер верхнего плеча; IR2110, Н1Р25001Р, PWR 200/201 - драйверы полумостового инвертора; IR2130 - драйвер трехфазной мостовой схемы; IR2155 - драйвер полумостового инвертора с автогенератором. Стоимость этих драйверов невелика, они надежно работают и обеспечивают оптимальные параметры в работе с МОП ПТ и БТИЗ транзисторами. Схемы инверторов требуют одного драйвера и нескольких внешних компонентов. Переключение больших токов с высокими скоростями переключения сопряжено с рядом трудностей. Для получения надежно работающих устройств основные усилия следует направить на создание конструкции с минимизированными паразитными индуктивностями. Паразитные индуктивности в силовых шинах тока могут запасать значительное количество энергии и вызывать нежелательные выключения силовых ключей, всплески высокого напряжения, дополнительную мощность рассеяния в силовых тран- зисторах, ложные срабатывания и т.д. Микросхема драйвера IR2110 является одной из многих схем для полумостовых высоковольтных инверторов. Схема полумостового инвертора на МОП ПТ показана на рис.4. Резисторы R2 и R3 служат для ограничения (уменьшения) скорости переключения си- ловых транзисторов. Управление затворами мощных БТИЗ или МОП ПТ непосредствен- но от драйвера IR2110 или аналогичного может привести к нежелательно высоким ско- ростям переключения. Реальная конструкция инвертора обладает конечными значениями индуктивностей со- единений, на которых выделяются всплески напряжений при переключениях плеч, и чем меньше время переключения, тем больше амплитуда всплеска. Сопротивление резисто- ров R2 и R3 выбирают таким образом, чтобы длительности переключений не порожда- ли существенных потерь и больших импульсных амплитуд, нарушающих работу инвертора.На входы 10 и 12 драйвера должны поступать две импульсные последовательнос- ти, причем вход 10 управляет транзистором VT1, а вход 12 - транзистором VT2. Вход 11 включает или выключает инвертор, его можно использовать для защиты.

 Драйверы К семейству драйверов управления БТИЗ и МОП ПТ транзисторов относится драйвер верхнего уровня IR2117. Структурная схема драйвера показана на рис.1. На входе драйвера расположен усилитель-ограничитель с порогом срабатывания 6,4 В, что обеспечи- вает помехозащищенность по входу, а мак- симальное входное напряжение составляет величину напряжения питания Uп. Устройство гальванической развязки УГ осуществля- ет гальваническую развязку между цепями входа и управлением затвора силового тран- зистора с максимальным напряжением 625 В. В высоковольтной цепи (импульсный гене- ратор, импульсный фильтр и триггер) формируются импульсы управления силовым тран- зистором, которые в завершение усиливаются двухтактным усилителем на полевых транзисторах. На выходе (Uвых) драйвер обеспечивает импульсный ток включения 0,2 А, импульсный ток выключения 0,42 А, амплитуду напряжения 10-20 В с фронтом вклю- чения 125 нс и фронтом выключения 105 нс. Драйверы выпускают в типовых корпусах DIP-8 или SO-8 (рис.2). Типовая схема вклю- чения показана на рис.3. Напряжение пита- ния высоковольтной цепи осуществляется схемой зарядного "насоса" R1, VD1. Контролеры управления Схемы управления современных устройств электропитания целесообразно строить на интегральных микросхемах, предназначенных для силовых устройств. Специфика работы их заключается в экстремальных условиях функционирования (приближенных к предельно допустимым значениям токовых, мощностных и температурных режимов работы), поэтому их относят к разряду силовых. Кроме того, построить схему управления на дискретных элементах при рабочих частотах 50-500 кГц весьма трудно, дорого или совсем невозможно. В состав интегрального контроллера управления, как правило, входят термоком- пенсированная схема сравнения, задающий генератор, генератор пилообразного напря- жения, компаратор, логические элементы, усилитель мощности, элементы, осуществляющие диагностику работы преобразователя или импульсного стабилизатора. Основным функциональным узлом интегрального контроллера является широтно-импульсный модулятор (ШИМ), который формирует импульсную последовательность с регулируемым коэффициентом заполнения (или скважностью). В общем случае можно использовать разные виды модуляции такие, как частотно-импульсная, широтно-импульсная, фазоимпульсная и др. Во вторичных устройствах электропитания наибольшее распространение получила широтно-импульсная модуляция, обеспечивающая постоянную частоту работы силовых устройств.

Принцип построения и работа ШИМ. В состав ШИМ входят функциональные узлы (рис.4,а): источник эталонного напряжения ИЭ, усилитель рассогласования УР (ИЭ и УР представляют собой схему сравнения), зада- ющий генератор ЗГ, генератор пилообразного напряжения ГПН, широтно-импульсный компаратор ШИК. Задающий генератор генерирует, как правило, напряжение прямоугольной формы, и далее генератор пилообразного напряжения преобразовывает его в пилообразную форму Uп (рис.4,б), которая поступает на ШИК. На второй вход ШИК по- дается сигнал рассогласования Uр с усили- теля рассогласования, Uр имеет пропорци- ональную зависимость между эталонным на- пряжением и напряжением обратной связи Uос. Таким образом, напряжение Uр изме- няется пропорционально изменению выходного напряжения вследствие изменения сетевого напряжения или тока нагрузки. В результате рассматриваемая структурная схема представляет собой замкнутую цепь регулирования выходного напряжения. Изменение ширины импульса напряжения, включающего силовой транзистор в зависимости от сигнала рассогласования, наглядно показано на рис.4,б, т.е. при уменьшении напря- жения сигнала рассогласования Uр длитель- ность выходного импульса Uвых, управляю- щего силовым транзистором, увеличивается. Стабилизация выходного напряжения осу- ществляется за счет того, что изменение вы- ходного напряжения источника питания вле- чет за собой изменение сигнала рассогласо- вания и соответственно длительности им- пульсов на выходе ШК, это, в свою оче- редь, в противофазе изменяет выходное на- пряжение и обеспечивает его стабильность. Одним из самых простых и лучших по ча- стотным свойствам является контроллер фир- мы THOMSON TEA5170. Контроллер выпус- кается в корпусе DIP-8, структурная схема его показана на рис.5. Рабочая частота контро- ллера определяется емкостью конденсатора, подключаемого между общим проводом и выводом 7. Этот конденсатор одновременно является основным элементом генератора пилообразного напряжения, его ток 100 мкА.

Основные параметры контроллера

При необходимости рабочую частоту контроллера можно синхронизировать от внешнего источника путем подачи синхроимпульсов на вывод 8. Используя ранее рассмотренные элементы, можно построить импульсный стабилизатор постоянного напряжения понижаю- щего типа. Принципиальная схема такого импульсного стабилизатора показана на рис.6. Стабилизатор обеспечивает макси- мальную выходную мощность 1 кВт при КПД 97-98 %. Рабочая частота импульсного ста- билизатора 50 кГц. Амплитуда выходного напряжения кон- троллера TEA5170 7 В, порог срабатывания драйвера IR2117 по входу 2 составляет 6,4 В, поэтому для надежного срабатывания драй- вера применен усилитель амплитуды, постро- енный на операционном усилителе DA2. По схеме рис.6 можно выполнить стаби- лизатор на выходные напряжения от 5 до 280 В, но при этом следует учитывать, что с уменьшением выходного напряжения умень- шается КПД. При использовании стабилиза- тора на другие уровни выходных напряжений необходимо пересчитать сопротивления ре- зисторов R2, R4, а также спроектировать новый Г-образный LC-фильтр. В связи с тем что контроллер ТЕА5170 имеет ограниченные пределы широтно-импульсного регулирования, минимальное входное напряжение всегда должно быть на 30 % больше выходного. При выходных токах менее 5 А в качестве транзистора VT1 без каких-либо изменений в схеме можно использовать менее дорогой транзистор IRF740 (его стоимость в 3- 4 раза меньше, чем IRF450). Диод VD2 можно заменить диодом типа КД213А.

  Диоды Шотки В настоящее время ведущие производители силовых полупроводниковых приборов выпускают силовые диоды с барьером Шотки. Достоинством этих приборов является то, что они имеют более высокое быстродействие, связанное с отсутствием заряда обратного восстановления, и прямое падение напряжения почти вдвое меньшее, чем у диффузионных кремниевых диодов. Диоды Шотки не исключены недостатков, это малое обратное напряжение и большие обратные токи при максимальной рабочей температуре. Необходимо отметить, что обратные токи в диодах Шотки также зависят от тока в прямом направлении. Поэтому при расчетах выпрямителей на таких типах диодов необходимо учитывать потери мощности в прямом и обратном направлениях. Два основных преимущества диодов Шотки - меньшее падение напряжения в прямом направлении и полное отсутствие рассасывания носителей при обратном восстановлении - делают их предпочтительными для использования в качестве низковольтных силовых ключей. Отсутствие рассасывания носителей также обусловливает практически нулевые потери на переключение. Диоды Шотки выпускают как отдельные диоды или сборки. Сборки пред- ставляют собой два диода в одном корпусе с объединенными анодами, ка- тодами или анод с катодом. Сборки обычно имеют три вывода. Параметры диодов Шотки приведены в табл.1, а диодных сборок Шотки - в табл.2, где приняты следующие обозначения:

Для обеспечения больших токов нагрузки производители силовых полупро-водниковых приборов выпускают модульные сборки диодов Шотки на максимальные токи в прямом направлении от 60 до 400 А и максимальные обратные напряжения до 150 В.  Параметры модулей диодов Шотки приведены в табл.3.

У диодов Шотки ток утечки при приложенном обратном напряжении зависит от этого напряжения и температуры. При фиксированной температуре обратный ток приблизительно линейно возрастает с ростом напряжения. При постоянном обратном напряжении с ростом температуры ток утечки возрастает по экспоненциальному закону.